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优质网站模板爱特梅尔推出首个具有浮点单元的32位AVR微控制器系列
爱特梅尔推出首个具有浮点单元的32位AVR微控制器系列
爱特梅尔公司(Atmel?Corporation)在德国慕尼黑Electronica2010展会上宣布推出首个带有浮点单元(floatingpointunit,FPU)的32位AVR?微控制器(MCU)系列。新推出的AVRUC3CMCU系列瞄准工业控制应用，具有高处理能力、真正的5V运作、高速通信和先进的安全性与可靠性的独特组合，并且采用一系列小型和微型封装供货。IEEE754-1985标准兼容FPU能够提高爱特梅尔AVRUC3CPU的计算性能、精度和动态范围。其固有的浮点计算可让设计工程师利用功能
&&&&& 爱特梅尔公司(Atmel? Corporation)在德国慕尼黑Electronica 2010展会上宣布推出首个带有浮点单元(floating point unit, FPU)的32位AVR?微控制器(MCU)系列。新推出的AVR UC3 C MCU系列瞄准工业控制应用，具有高处理能力、真正的5V运作、高速通信和先进的安全性与可靠性的独特组合，并且采用一系列小型和微型封装供货。&&&&& IEEE 754-1985标准兼容FPU能够提高爱特梅尔AVR UC3 CPU 的计算性能、精度和动态范围。其固有的浮点计算可让设计工程师利用功能齐全的工具套件来设计传感器和控制器应用。此外，先进的数学计算有助于增强马达控制、机器人和音频等广泛应用的信号处理、滤波和噪声抑制等性能。&&&&& 爱特梅尔公司AVR UC3产品市场推广总监Haakon Skar称：“相比爱特梅尔的其它微控制器产品系列，AVR UC3 C系列产品的占位面积更小，并提供更强的处理能力。全新MCU系列具有更高的性能，使得我们能够整合新的FPU，而不会增加微控制器的功耗。这些新推出的32位AVR微控制器进一步扩充了我们瞄准工业控制应用的8位AVR MCU系列产品的强大阵容。”&&&&& UC3 C系列是爱特梅尔首个针对高速通信而开发的32位AVR 微控制器系列，工作电压范围设计为3.0至5.5V，能够实现真正的5V工作。5V供电电压是众多工业控制应用为获得较好的信噪比而提出的要求，尤其是那些需要很大的开关电流或非常灵敏的模拟器件的应用。UC3 C系列带有一条9层数据总线、64 + 4KB高速SRAM，以及一组混合高速通信外设，其中包括一个100Mbps以太网、双CAN 端口和一个全速USB 接口。较大型的器件还包含一个SDRAM 接口。系统设计人员利用分层数据总线和和分离式 SRAM架构，能够轻松消除高速通信冲突，从而避免数据包丢失或系统性能的降低。&&&&& UC3 C系列还整合了已于爱特梅尔UC3 L系列与8位AVR? XMEGA? 产品中采用的外设事件系统。这种事件系统允许在无需CPU干预的情况下实现外设间通信，并确保一个外设操作的完成与另一个外设操作的开始之间的延时为两个周期，从而最终消除抖动和传统CPU中断会造成的不可预测的延时。&&&&& 另外，UC3 C系列还包含了FlashVault代码保护功能，这一种flash安全技术允许片上Flash进行部分编程和锁定，创建安全的片上存储空间，以保护私密代码和软件IP。存储在FlashVault 中的代码可以正常执行，但不可读取、拷贝或调试。带有FlashVault代码保护功能的器件可用于装载数学函数库或加密算法等重要软件，当软件从一个可靠地点传送到一个可能无法信赖的合作伙伴时，可避免软件被人用于开发、调试和编程其它源代码之用。&&&&& 新推出的UC3C系列备有从9x9mm QFN64 到 22x22mm TQFP144 的多种封装选项。这些器件的功耗与爱特梅尔现有AVR微控制器UC3 A及B列产品相同。供货和价格&&&&& 爱特梅尔公司现可提供32位 AVR UC3 C 系列的样品，订购1万片，起价为每片5.33美元。
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基于CAN总线的三相逆变电源并联运行研究
江南大学 硕士学位论文 基于CAN总线的三相逆变电源并联运行研究 姓名：谢峰 申请学位级别：硕士 专业：电力电子与电力传动 指导教师：沈锦飞
摘要摘要近年来随着能源短缺和供电设备对供电电源的性能和可靠性要求的提高，逆变电源 并联运行技术得到了大力发展。在逆变电源并联技术中，最重要的是如何限制模块间的环流，并使并联模块最终达到同步运行。传统方法被证明已经不能满足要求，随着ＤＳＰ 数字信号处理器运算速度越来越快，将ＤＳＰ应用到逆变电源并联系统中已经成为一种趋势。 本文在比较了国内外的并联系统控制策略的基础上，提出了将工业自动化领域热门 的现场ＣＡＮ总线技术引用到系统中，实现了真正的分布式控制和并联逆变电源系统的智能化，提高了实际运行中系统的可靠性。在研究和分析了单台三相逆变电源的数学模型 的基础上，设计了基于ＳＶＰＷＭ调制和电压闭坏反馈控制的三相逆变电源，作为并联系统的基础。在并联运行技术的研究中，重点分析了并联系统的环流特性，电压特性和功 率特性，提出了一种基于ＣＡＮ总线的功率均分控制策略。仿真结果证明，这种方法对于 环流的抑制和并联模块的同步运行是行之有效的。针对并联逆变电源系统，本文设计了 ＣＡＮ总线的接口电路和相应的通信模块，并在ＤＳＰ上实现，确保了在并联运行过程中数据传输的完整性和实时性。最后在ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７平台上，给出了逆变器控制和并联相关的硬件电路和软件流程图，并用ＭＡＴＬＡＢ对本文涉及到的关键算法进行了仿真分析，给出了相应的波形。关键词：逆变电源，并联，ＣＡＮ总线，ＤＳＰＡｂｓｔｒａｃｔＡｂｓｔ ｒａｃｔＡｓ ｔｈｅ ｓｈｏｒｔａｇｅ ｏｆ ｅｎｅｒｇｙ ａｎｄ ｔｈｅ ｒｅｑｕｉｒｅｍｅｎｔ ｏｆ ｈｉｇｈ ｑｕａｌｉｔｙ ａｎｄ ｒｅｌｉａｂｉｌｉｔｙ ｐｏｗｅｒ ｓｕｐｐｌｙ ｉｎｃｒｅａｓｉｎｇ，ｔｈｅ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ｏｆ ｐａｒａｌｌｅｌ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ ｏｆ ｉｎｖｅｒｔｅｒｓ ｉｓ ｗｉｄｅｌｙ ｕｓｅｄ ｗｉｔｈ ｆａｓｔ ｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔ．Ｉｎ ｔｈｅ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ ｏｆ ｉｎｖｅｒｔｅｒｓ，ｔｈｅ ｍｏｓｔ ｉｍｐｏｒｔａｎｔ ｐｒｏｂｌｅｍ ｉＳ ｈｏｗ ｔｏ ｌｉｍｉｔ ｔｈｅ ｃｉｒｃｕｌａｔｉｎｇ ｃｕｒｒｅｎｔ ｂｅｔｗｅｅｎ ｐａｒａｌｌｅｌｅｄ ｉｎｖｅｒｔｅｒｓａｎｄｍａｋｅ ｔｈｅ ｍｏｄｕｌｅｓ ｓｙｎｃｈｒｏｎｉｚｅｄ ｆｉｎａｌｌｖ．Ｔｈｅ ｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌ ｍｅｔｈｏｄ ｉＳ ｐｒｏｖｅｄ ｔｈａｔ ｉｔ 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多模块并联运行扩大电源容量已成为当今电源变换技术发展的重要方向之一。早在８０年 代，国外学者就开展了ＤＣ／ＤＣ变换器的并联运行技术研究，现已取得实用性成果。与直 流电源不同的是，逆变电源的输出是时变的、交变的正弦波，交流电压存在幅值和相位 二个参量，与直流电源模块间的并联相比，逆变电源的并联更加困难。在逆变器并联运 行状态，必须保证所有逆变器的输出电压同频率、同幅值和同相位ｌｌＪ。否则，各逆变电 源之间将会出现环流，这样不但会加大开关元件的负担，增加系统的损耗，严重时会损 坏功率器件使系统崩溃，导致供电中断。因此，为了克服环流对并联系统的不利影响， 实现并联系统的可靠运行必须采取有效的环流抑制措施。１．１．２杠课题的研究目的和意义逆变电源的并联技术可以实现Ｎ＋Ｉ冗余并联运行方式，当系统中任一个模块由于故 障而失效时，其余的Ｎ个模块仍然可以继续提供１００％负载功率，并且可以以较小的功 率冗余为代价获得容错冗余功率，大大提高了系统的可靠性。并联冗余控制是实现高可 靠性、大功率电源系统的优选方案。因此，逆变电源并联技术在光伏发电，航空航天、 大型计算机供电系统、通讯电源系统和银行电源系统等对电源可靠性要求较高的领域具 有广泛的应用前景１２ｌ。 本课题的研究能够解决并联系统中的一些关键性问题，提高了并联逆变电源供电系统的可靠性，因此，具有重要的理论意义和实用价值。１．１．３并联逆变电源的国内外发展状况逆变电源并联技术的研究始于２０世纪７０年代，９０年代中期在发达国家进入实用阶 段。世界上许多国家如日本、美国、德国等的电源丌发公司在逆变器的并联冗余控制技术方面已经做了大量的工作，并且有一系列的产品投入了使用。我国的电力电子技术相对落后于美国，日本等国家，在逆变电源的并联技术方面的研究也是如此。目前逆变电 源系统的并联控制技术的特点及发展表现在以下几个方面： １．并联单元的数目增多，采用多种控制手段实现可靠并联运行。目ｆｊ｛『世界几大知名 品牌的逆变电源公司如爱克赛、梅兰同兰、山特、西门子及ＡＰＣ等的产品可以实现并联 运行并且技术已目趋成熟。从总体上讲，逆变器并联单元的增多是逆变器并联今后发展江南大学硕士学位论文的一个趋势，同时并联的控制方式也将趋于多样性。一些公司已经推出了无互连线式的并联逆变系统，这种并联控制方式可以很方便的实现不同结构和容量的电压型逆变电源 之间的并联运行，并且不受并联逆变电源之间距离的限制，使并联供电系统更加灵活、方便。２．目前的逆变器大多采用高频链结构，以高频变压器替代工频变压器实现电气隔离 和电压匹配，使逆变器的体积和重量大为减小，同时节约了成本，降低了装置的复杂性。 ３．采用全数字化控制技术为了提高系统的控制性能和完成并联控制的复杂算法，逆变电源的控制一般采用全数字控制方案，如应用单片机或ＤＳＰ来完成系统的检测、运算和控制。另外采用数字控制的系统很容易实现与计算机网络的通讯，可以通过网络对关 键器件进行有效的监视，对己发生的故障有冗余措施处理。４．无线并联将成为研究热点，无线并联技术使得并联的逆变单元不受空间的限制， 可以实现真正的冗余。综上所述，逆变电源将朝高频化、数字化、智能化、网络智能化等趋势发展。 我国在逆变电源并联控制技术的研究起步较晚。在研究上处于领先的主要是西安交通大学、华中科技大学、南京航空航天大学、浙江大学等高校，产品大多停留在试验阶 段，产品还没规模化。而国内企业如台达、艾默森网络能源、华为等也相继进入这一领 域的研发，但在研究方面还需要做大量的工作。１．２逆变器控制技术简介逆变器控制技术对逆变电源输出电压的稳态和动态性能起着关键性的作用，也决定 着逆变电源并联系统的结构形式和性能。因此，研究逆变电源并联技术，必须首先分析研究逆变器的控制技术１６。Ｊ。 从当前国内外的发展状况来看，逆变器的控制技术主要可以分为两类：瞬时控制和 智能控制。１．瞬时控制又称为瞬时值反馈控制，它是根据当ｆｊ｛『误差对输出波形进行有效的实时 控制。瞬时值反馈控制主要可以分为单闭环ＰＩＤ控制，线性多变量状态反馈控制，电压 电流双闭环控制，无差拍控制等等。单闭环ＰＩＤ控制是工程实践中应用最为广泛的一种控制方式，设计和实现都比较简 单，常应用于逆变电源的输出波形控制。但是由于ＰＩＤ控制只限于线性定常系统，即可 用线性常微分方程描述的系统，因而它对非线性负载条件下波形畸变的抑制有一定的局 限性。现阶段最常用的是电压瞬时值单环控制，它的原理是：用参考正弦波电压与输出电压瞬时反馈值进行比较得到电压误差，电压误差经ＰＩ或ＰＩＤ调节后的控制输出量与三 角波比较得到ＰＷＭ控制脉冲。这种控制方法能够实时地调节输出电压的波形，比较好 地抑制元器件的非线性特性和直流母线电压波动带来的影响，在一定程度上改善了逆变 器的静态和动态特性。但是，由于这种控制方法只有单电压环控制，当负载发生比较大的动态变化（如负载的电流突然变大）时，逆变器的输出电压会有比较大的畸变，而且动 态调节比较慢。２第一章绪论线性多变量状态反馈控制是将输出反馈改为状态反馈来改善控制效果。状态反馈控 制的最大优点是可以大大改善系统的动态品质，因为它可以任意配置闭环系统的极点。不过，由于建立逆变器状态模型时很难将负载的动态特性考虑在内，反馈控制只能针对空载和假定阻性负载进行。如果不采取有针对型的措施，则负载的变化将导致稳态偏差 的出现和动态特性的改变。 电压电流双闭环控制是在逆变电源的电压单环基础上增设电流内环，利用电流内环 快速、及时的抗扰性来有效地抑制负载扰动。同时，得益于内环对原有控制对象的改造作用，电压外环的设计可以大大简化，甚至只需比例控制即可。在这种控制模式下，参考正弦电压与输出电压相减后得到的误差电压经过Ｐｌ调节之后的输出作为电感电流的 指令，电流误差信号经过比例调节之后与三角波比较产生控制信号。这种方法是目前应 用最为普遍的控制方法之一。电感电流中包含了负载电流，因此可以起到对负载限流的 作用。电感电流的方向是进行死区效应补偿的必要条件，采用电感电流模式可以方便地对死区进行补偿。但在实践中，由于两个环的相互影响，参数整定比较困难。无差拍控制是一种基于电路方程的控制方式。如果系统模型预测的非常准确，无差 拍控制的逆变电源输出波形质量好，总谐波畸变率（ＴＨＤ）＇ｆｋ毛，动态响应速度快。此控制 器也存在非常明显的缺点：首先，由于采样时间和计算延时的影响，输出脉冲宽度受到限 ：制，造成直流电压利用率不高；其次，由于无法对系统模型做出精确的估计，而且系统模 型随负载不同而变化，实际中并不能保证跟踪无误差，一旦系统模型不准，很容易使系 统进入不稳定区域造成振荡。因此，无差拍控制的逆变电源的稳态性能，尤其是非线性负载时波形失真仍很显著。 ２．近些年来，随着微处理器的运算速度越来越快而成本越来越低，使得许多先进的控制理论和方法在逆变器控制中得以应用，如滑模控制、模糊控制、神经网络控制等等。 对逆变器的智能控制方法的探讨已成为国内外的研究热点。与传统的控制方式相比，智 能控制的最大好处就是不依赖控制对象的数学模型。滑模变结构控制的显著特点是控制的非连续性，对参数变动和外部扰动不敏感，系统的鲁棒性强，但是采用这种控制理想的滑模切换面比较难以确定，而且对采样频率的要求也限制了其实用性。模糊控制能根据实际情况变动控制器参数，可以提高控制系统的鲁棒性，改善逆变电源对非线形负载的适应能力。目前用于逆变电源的模糊控制主要是模糊ＰＩＤ控制。理论已证明，模糊控制可以任意精度逼近任何非线性函数，但受到当前技术水平的限制，模糊变量的分档和模糊规则数都受到一定的限制，隶属函数的确定还没有统一的理论指导，带有一定的人为因素，因此模糊控制的精度有待于进一步提高。从国外公司的研究 来看，模糊控制在未来逆变电源的控制技术中必然将占有重要的地位。此外，专家系统 和神经网络控制也开始在逆变电源的控制中起步研究，随着网络控制芯片的出现，已经 有研究成果在逆变电源中得到应用，如应用神经网络控制器替代滞环电流控制器。但总 体而言，由于神经网络技术还没有大的突破，因此目前还没有具有在线学习能力，结构 较为复杂的神经网络控制器应用在逆变电源的控制中。江南人学硕士学位论文１．３逆变电源并联控制技术概述逆变电源的并联不同于直流电源的并联，逆变电源输出的是正弦波，并联时需要同时控制输出正弦波的幅值和相角，因此逆变器的安全并联，必须满足以下两点要求： （１）各个逆变电源单元输出电压的频率相同和相位的同步。 （２）输出电压和电流的平衡。 目前，虽然许多公司已经推出了其具有并联功能的逆变电源产品，但控制策略却是各有千秋。回顾并联逆变电源发展的历史，其控制方法１８Ｊｌ】经历了集中控制、主从控制、分布式控制的发展过程。控制手段也从早期的模拟控制发展到现在的数字控制，使控制 系统的精度、动态响应、灵活性和负载适应性得到了很大的提高。近年来又出现了无互连线的并联控制方案，使整个电源系统向分布式系统发展，真正实现电源的模块化、智能化和高可靠性。１．３．１集中式并联控制集中控制方式需要专门设置公共的同步和均流模块，各模块的锁相环电路用来保证 其输出电压、频率和相位与同步信号同步。通过公共均流模块检测总负载电流除以并联 单元数作为各台逆变电源模块的电流基准，各逆变电源模块检测各模块实际输出电流， 求出电流偏差。在各个模块通过锁相环使得输出电压之问的相位偏差很小的情况下，可 以认为各模块输出电流与基准电压的误差都是由于各模块输出电压幅值的不一致所引 起的，故这种控制方式直接把电流偏差作为电压指令的补偿量发送到各逆变电源中，用 以消除电流的不平衡。集中控制的框图如图１．１所示。图１．１集中式并联控制框图Ｆｉｇ．１－１ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｂｌｏｃｋ ｄｉａｇｒａｍ ｏｆ ｃｅｎｔｒａｌｉｚａｔｉｏｎ集中控制方式比较简单，易于实现，且均流效果较好。但是，集中控制器的存在使 得系统的可靠性有所下降，一旦控制器发生故障将导致整个供电系统的崩溃，因此，集 中控制式并联系统的可靠性不高。４第一章绪论１．３．２主从模块法主从控制方式是一种出现较早的并联控制方式，它最早由台湾学者Ｊｉ锄一Ｆｕｈ Ｃｈｅｎ提出。该方法放弃了单独的中央控制模块，由一个起主导作用的主模块和若干从模块构 成，在运行中设其一作为主机，作为所有并联模块的同步和均流控制中心。主从并联系 统由一个电压控制ＰＷＭ逆变器（ＶＣＰＩ）单元、数个电流控制ＰＷＭ逆变器（ＣＣＰＩ）单 元（功率单元）和功率分配中心（ＰＤＣ）单元组成的并联系统。ＶＣＰＩ主控单元其电压 调节器保证系统输出幅值，频率稳定的Ｊ下弦电压；Ｎ个电流控制的ＰＷＭ逆变器（ＣＣＰＩ）从单元则设计其具有电流跟随器性质，分别跟随ＰＤＣ单元分配的电流；ＰＤＣ单元专门 负责检测负载电流，并平均分配给各ＣＣＰＩ单元，且是同步的。ＶＣＰＩ单元通过锁相环（ＰＬＬ）使正弦输出电压与市电或自身产生的基准电压信号同 步，输出电流取决于负载性质。ＣＣＰＩ单元具有快速动态响应的特性，能迅速跟随负载 电流指令变化，并能适应ＶＣＰＩ输出频率的变化。输出电压被看作干扰输入，通过前馈加以补偿。ＰＤＣ的主要功能是监控整个系统的工作状态，并按各单元的视在功率为各单元分配电流。 该控制策略均流效果较好，但由于ＶＣＰＩ、ＣＣＰＩ和ＰＤＣ是不同性质的模块单元，构成复杂，不能完全实现系统冗余，存在重大故障瓶颈现象０系统剩余模块无法自动均担负载。主从控制框图如图１．２所示。当任一单元脱离系统后，图１－２主从模块法控制框图Ｆｉｇ．１－２ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｂｌｏｃｋ ｄｉａｇｒａｍ ｏｆ ｍａｓｔｅｒ－ｓｌａｖｅ ｐａｒａｌｌｅｌ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ１．３．３分布式并联控制 分布式并联控制技术作为一种独立并联控制方式，它采用了在各逆变电源中把每个 电源模块中的电流及频率信号进行综合，得出各自频率及电压补偿信号的控制策略。这 种方式可实现真正的独立模块式并联运行。在分布式并联系统中，各台逆变器单元的地江南大学硕十学位论文位是相等的，当有一个模块因故障退出系统时，可以控制该逆变器单元自动的退出系统，并不影响其它模块的并联运行。分布式控制的并联系统解决了集中控制和主从控制中存在的单台逆变器故障导致整个系统瘫痪的缺点，使并联系统的可靠性大大的提高。同时， 分布式并联控制方式具有控制原理简单、易于实现、均流效果好等特点，在并联台数不 多的情况下，采用这种控制方法效果比较好。 分布式控制方案虽然可以使系统以较高的可靠性运行，但是随着并联系统中逆变器 台数的增加。逆变器之间的互连线增多，将使整个系统变得复杂，同时，随着各台逆变 器之间距离的增大，使逆变器之间的互连线增长，均流信号容易引入干扰，降低了系统 的可靠性，尤其是采用模拟控制时，由于连线距离较远，干扰更为严重。因此，一些公 司专门研制了采用光纤进行通讯的完全无电气互连线的并联方式，提高了分布式并联系统的可靠性，但同时也增加了系统的成本，使控制系统更加复杂。分布式并联控制框图 如图１―３所示。他模图ｌ一３分布式并联控制框图Ｆｉｇ．１―３ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｂｌｏｃｋ ｄｉａｇｒａｍ ｏｆ ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ ｐａｒａｌｌｅｌ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ１．３．４无互联线式并联为了减少逆变器之间的连线，近年来一些专家学者提出了无互联线式的逆变器并联 系统，该并联均流控制是基于逆变器输出电压和频率的外下垂特性实现的。这种思想来源于电力系统的并网运行，假设并联系统中各台逆变器的相位、幅值相差较小时，并联 系统的有功环流跟相位差有关，而无功环流跟幅值差有关，利用逆变器输出的下垂特性，各逆变器以自身的有功和无功功率为依据，调整自身输出电压的频率和幅值以达到各台逆变器的并联稳定运行。 该控制方式的最大优点就是各模块之间不需要信号的传输，完全依赖自身的算法实 现自动均流，特别适用于多模块和不同功率等级逆变器的并联。但是采用这种控制方法 时，要求逆变器的输出特性必须设计为软特性，即输出电压和频率随着负载大小而变化， 使并联系统在非线性负载下和动态过程中的均流效果变差，实现算法也十分复杂。对于６第一章绪论一个利用下垂特性的系统来说在从空载到满载变化时，频率将会变化２ｒａｄ／ｓ，幅值将会 变化１０％，这对于一个电源来说是不可接受的。无互联线式并联控制框图如图１―４所示。图１－４无互联线式并联框图Ｆｉｇ．１－４ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｂｌｏｃｋ ｄｉａｇｒａｍ ｏｆ ｗｉｒｅｌｅｓｓ ｐａｒａｌｌｅｌ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ１．４本课题研究的主要内容在深入研究了国内外逆变电源模块并联控制技术理论的基础上，结合现今电力电子技术和现场总线技术的发展，系统地研究和设计了一种基于ＣＡＮ总线通信和功率均分的三相逆变电源并联控制系统。对三相逆变电源并联控制技术作了较为详细的理论分析，并在理论分析的基础上，做了相应的仿真研究。本课题在分析三相逆变电源并建立数学模型的基础上，对ＳＶＰＷＭ脉宽调制法进行了分析和仿真研究，并相应的对三相逆变电 源控制器参数进行了设计，实现了逆变电源系统的数字化。在单台逆变电源的基础上， 深入研究了逆变电源并联原理，探讨了逆变电源在并联运行中的功率和电压特性，并制 定了基于有功和无功功率均分的并联控制方案。 本课题创新点是将工业现场ＣＡＮ总线引用到并联逆变电源系统中，解决了分布式电源之间互联信号线太多会影响稳定性的问题，保证了并联系统数据传输的准确性和实时性，并在ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７上实现了本课题的单台逆变电源控制和两台逆变电源并联的方 案。最后对本文涉及到的算法，在ＭＡＴＬＡＢ７．０平台上进行了仿真研究，并对结果做了相应的分析。７江南人学硕士学位论文第二章单台三相逆变电源建模及其控制器设计２．１引言在中大功率应用场合，首选就是三相逆变电源。由于坐标变换，空间矢量等概念的 引入，三相系统的控制比单相系统更加灵活多变，三相逆变电源的控制可以在不同坐标系如静止ＡＢＣ坐标系，静止筇坐标系，旋转ｄ－ｑ坐标系上实现，上述的这些控制方案不仅可直接移植到三相系统中，在三相系统中有可能更体现出其优越性。由于逆变电源并 联运行组成的是交流电源供电系统，各模块输出为交流信号，要实现两台或多台逆变电 源的并联运行，不但要求它们的输出电压的幅值趋于相等，而且要求输出电压信号的频 率与相位严格一致，因而逆变电源之间的并联要比直流并联运行复杂得多。目前三相逆变电源的主电路拓扑主要有三相桥式逆变电源，三相半桥逆变电源，组合式三相逆变电 源和三相四桥臂逆变电源。本文主电路采用三相全桥电压源式逆变器主拓扑作为研究对象。２．２逆变电源主电路分析建立三相逆变电源的数学模型【坦。１３Ｊ是分析和研究三相逆变电源控制的基础。三相全 桥式逆变电源主电路结构如图２．１所示。它由三相ＩＧＢＴ逆变桥、输出ＬＣ滤波电路和三相 对称负载组成。图２．１中Ｅ表示直流母线电压，既．砖’为半导体开关器件，Ｌ为输出ＬＣ滤波器的滤波电感，Ｃ为ＬＣ滤波器的滤波电容，ＬＯＡＤ为负载。圪，圪，圪分别为逆变器的三相输出电压；，。，，。，Ｉｃ分别为逆变器输出滤波电感上的电流；‰为滤波器电容中点与直流母线中点Ｏ之间的电位差。逆变电源的结构图如图２．２所示，当加上蓄电池后，该逆变电源系统就变为了一台后备式不间断电源系统（ＵＰＳ）。ＥＮ图２－１三相逆变电源主电路Ｆｉｇ．２－１ Ｍａｉｎ ｃｉｒｃｕｉｔ ｏｆ ｔｈｒｅｅ―ｐｈａｓｅ ｉｎｖｅｒｔｅｒ８第二章单台三相逆变电源建模及其控制器设计●静态旁路开 关ｆ流输入Ａｃ／／／――Ｄｃ／二－电池：／／ＤＣ／一输出／／Ａｃ设Ａ，Ｂ，Ｃ三点对直流母线中点Ｏ的电位分别为％，％，％，则图２－１中三相逆变桥可用如下开关矩阵表矛：［参］＝ｃＥ，＆，＆丁１Ｅ踯吐即，＝器根据基尔霍夫定律可得到三相逆变器的状态方程：ｃ２∽￡鲁＝（ＳＡ一半肛圪一‰ 哮鹕一半肛圪一‰ 三警娟一半肛圪一‰ｄｔ纂喜事薯釜嚣（２．２）（２．３）Ｃ％ＩＩ＾－Ｉｏ＾ Ｃ等“－１０８Ｃ等－Ｉｃ＾考虑到在负载平衡时，‰＋‰＋‰＝０ 且￡冬，Ｌ孕，￡车的低频分量可以忽略不计，可以得到： ｍｄｔ（２．４）％＝半（２．５）９江南大学硕士学位论文以＝只４一＋ｓｃ设以以＝＆一，＋ＳＣ（２．６）＝，Ｉ／Ｌ Ｉ＼ 品 一弩攀攀 曾萼等１一三＋ＳＣ吃，以，吃可以看成是Ａ，Ｂ，Ｃ－－－个桥臂的等效平均开关函数。综合上述几式可得到系统的状态空间方程：Ｌ＝１ｄ一衍Ｌ七 １● ● ●ｊｄＥ一二三一，一Ｌ圪％圪 １● ● ● ● ＪＩ ｏＡ １ Ｃ １ Ｃ Ｉ ｏＢ Ｉ记纠（２．７）圪 圪 圪衍（２．８）以 以．Ｌ厶七通过以上分析可以看出，在对称负载条件下，逆变桥任意确定开关状态下的中点电压和其对应的各相电压都是可以确切知道的。三桥臂三相逆变器共有８种可能的开关状态，即六个非零状态和两个零状态Ｅ肥＝（０００，１ １ １），具体的对应关系见表２．１。表２．１中点电压对应表Ｔａｂｌｅ．２－１ Ｃｏｒｒｅｓｐｏｎｄｉｎｇ ｔａｂｌｅ ｏｆ ｍｉｄｐｏｉｎｔ ｖｏｌｔａｇｅ丌关状态只肥中点电０００００１０ｌＯ０１１１００１０ｌ１１０１１１压‰一Ｅ．Ｅ／３．Ｅ／３Ｅ／３．Ｅ／３Ｅ／３Ｅ／３Ｅ２．３脉宽调制技术（Ｐ咖的分析多年来人们一致致力于研究出更好的ＰＷＭ控制方式，以满足如下条件：①宽的线 性调节范围；②高的直流电压利用率；③低的谐波畸变率；④简单的数字实现方式。而 经过多年的实践检验，真正在实际应用中取得良好效果并广为使用的主要有两种方式：一种是ＳＰＷＭ方式，另一种是空间电压矢量方式ＳＶＰＷＭ。 ＳＶＰＷＭ是一种更优化的ＰＷＭ技术，与传统ＳＰＷＭ技术相比，具有控制算法简单、数字化实现方便、电压利用率高、谐波成分少等优点，因此有取代ＳＰＷＭ的趋势。为 了满足ＳＶＰＷＭ算法的高性能，常常需要将控制周期缩短到几百微妙，甚至几十微妙之内。目前普通单片机已无法满足要求。ＤＳＰ以其高性能的运行速度，理所当然地被用于１０第二章单台三相逆变电源建模及其控制器设计ＳＶＰＷＭ及交流调速控制场合。本文将采用基于ＤＳＰ的ＳＶＰＷＭ方式来控制三相逆变桥的开关状态。２．３．１电压空问矢量（８ＶＰＷＩＩＩ）控制 如果抛丌磁场定向控制中所包含的关于电机的物理概念，那么这种方式实际上是一 种将三相系统的电压统一考虑，并转换至两相系统中进行研究的方法【１４１。其实现方式和 电机模型没有本质上的联系，因此将其移植至三相非电机负载逆变电源的控制中，其控制效果不会受影响。这就是ＳＶＰＷＭ控制方式，其实际上是一种不同于规则采样方式的脉宽调制波产生方法，其最大的特点体现在对三相系统的统一表述和控制，以及对幅值和相位的同时控制两方面。 设三相交流系统各相电压为：匕ＪⅣ（ｃｏｔ）－－－圪ｃｏｓｏｔｌ（２．９）ＶＢＮ（ｒｏｔ）＝圪ｃｏｓ（ｃｏｔ一１２０。）｝ＶＣＮ（缈ｆ）＝圪ｃｏｓ（ｃｏｔ一２４０。）Ｊ上式中圪为相电压的基波幅值，角频率Ｃ０＝２ａ－ｆ， 厂为基波电压频率。则三相电压可用下面描述的合成矢量表示：Ｖ＝寻（圪．Ⅳ＋历‰＋历２‰）．２ ，－－／１＂一，，：（２．１０）其中ｉｆ＝ｅｊ。将式（２．９）带入式（２．１０），可得：矿＝Ｖｍｅ倒（２．１ １）则三相电压可以用复平面上一幅值为圪并以角速度国逆时针旋转的瞬时矢量矿表 示。如图２．３所示。矢量矿在三相轴上的投影，即为三相电压的瞬时值。因而对三相逆Ｃ轴图２－３空间电压矢量图Ｆｉｇ．２－３ Ｄｉａｇｒａｍ ｏｆ ｓｐａｃｅ ｖｏｌｔａｇｅ ｖｅｃｔｏｒｓ１１江南大学硕士学位论文变系统进行控制时，可以根据三相电压的瞬时值求得复平面内输出的瞬时矢量，直接对这一矢量进行控制，而不是分别的三相。２．３．２坐标变换瞬时矢量矿是ＳＶＰＷＭ控制中的关键，如果按式（２．１０）来求瞬时矢量，复杂且难以实 现。实际中是通过坐标变换来求取的。矢量控制算法中使用的变换主要有四种【Ｉ ５】：三相 静止ＡＢＣ坐标系至两相静止坐标系的变换，称为Ｃｌａｒｋ变换；两相静止坐标系至两相旋转 坐标系的变换，称为Ｐａｒｋ变换；这两种变换的反变换分别为Ｃｌａｒｋ～，Ｐａｒｋ～。◆ＣＬＡＲＫ变换将三相电压转换至图２．４所示的口，∥静止坐标系内，口轴与Ａ轴重合。转换后得到下列矩阵：２ １ ３ １ Ｏ ｌ ｌ ３旧３叶√雪万√三３（２．１２）√虿３压３将式（２．９）代入式（２．１２）可得：圪＝Ｖｍ ＣＯＳ Ｏｆ＿，％＝％ｓｉｎ ａ上式中口＝ＣＯｔ，为Ａ相电压的瞬时相角Ｊ（２．１３） （２．１４） Ｉ／３ｇ＼ｐ代， Ｃ≮／图２．４矢量变换坐标系 ◆Ｐａｒｋ变换及Ｐａｒｋ。１变换１２／口二．Ｆｉｇ．２－４ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ ｃｏｏｒｄｉｎａｔｅｓ ｏｆ ｖｅｃｔｏｒｓ通过选择正ｇ旋转坐标系中ｄ轴的位置可以简化控制，提高精度【１６】。对三相电压进行控制时，令ｄ轴和三相合成矢量矿重合，则小ｇ坐标系旋转的角速度为缈，和输出正弦一致，小ｇ坐标系与输出矢量同步旋转。其变换式为：隙器岛嘲上式中０为ｄ轴与ｑ轴的夹角。㈣把式（２．１３）代入式（２．１５）可以得到：｛》２》∞义俨２ Ｉ％＝圪ｓｉｎ（ａ一秒）从ｄ．ｑ坐标系至坐标系的Ｐａｒｋ＿变换为：卜“… （２．１６）式中秒为给定相角，口定义见式（２．１４）。由式（２．１６）可以看出，当口＝秒时，有％＝％，Ｚｑ＝０。这表明当么ｇ坐标系和输出矢量同步旋转时，正ｇ轴上的分量为常值。阱瞄劣删亿∽由以上分析可以得到以下结论：对于式（２．９）所示的三相电压，其合成矢量将在复平 面内匀速旋转，轨迹为一半径为圪的圆。控制的目标就是在每个开关周期发出一定的电压矢量，使一个基波周期内逆变器输出的矢量逼近给定的这样一个圆轨迹。采样频率越 高，则逼近越均匀，效果越好。桥式逆变器任一时刻的输出矢量是由８种矢量合成得到 的。其中零矢量不在逆变器输出端产生电压，但可以调整整个周期内输出电压的大小。 当输入直流电压Ｅ一定时，零矢量作用时间越长则输出电压越低。图２．５为空间矢量图。彳轴图２－５空间矢量图Ｆｉｇ．２－５ Ｄｉａｇｒａｍ ｏｆ Ｓｐａｃｅ ｖｅｃｔｏｒｓ除去两个零矢量外，６个有效矢量将圆周分成６个区间，通过不同的矢量组合可以合成 新的矢量，合成原则遵循菱形法则。假定矢量Ｋ运动到１区间时，设最先遇到的主矢量为瓦，其矢量作用时间为五；随后遇到的为次矢量呒，其矢量作用时间为互。零矢量为Ｚｏ，其矢量作用时间为Ｔｏ。另设ＰＷＭ脉宽周期为乙脚，由平行四边形法则可以得到下江南大学硕士学位论文Ｐ≥洲詈棚 ｋ压毕ｓｉｌｌ秒由于在矢量空间中存在两个零矢量，因此可定义瓦：墨竺≤尘墨亿㈣卜“叫（２．２０）呢＝孚¨ｏＳ（口一争％＝吾¨ｉｎ（秒一≥■＝一圪输出明线电雎为：：（２．２１）ｈ＝以．ｃｏｓ（９＋≯｛％ｃ＝历吃ｓｉｎ ０（２．２２）ｋ：吨．ｓｉｎ（秒一竿）Ｌ．Ｊ由此可以相应推出矿在其他五个区阳Ｉ时的相申Ｊ压和线电压， 这里就不再具体列出了。２．３．３ＳＹＰＷＭ算法的实现由上面对ＳＶＰＷＭ原理的分析，ＳＶＰＷＭ法就是用逆变器输出相电压的平均矢量去逼近某一空间电压矢量Ｚ。矿以某一角频率在空间旋转，当它旋转到六角空间电压矢量图的某个小区间时，如图２．５所示，系统选中该区间的基本电压矢量中所需的矢量，并 以此矢量所对应的状态去驱动功率开关元件动作。当控制矢量旋转到下一个小区间时， 又选中对应区间的相应电压矢量，并以其对应的状态去驱动功率丌关元件动作。当控制 矢量在空间旋转３６００后，逆变器就能输出一个周期的正弦波电压。ＳＶＰＷＭ调制原理可以大概分为以下６个步骤【１７－１８ｌ： ①判断矿所在的扇区。ＳＶＰＷＭ的首要任务就是判断参考电压矢量位于哪个区域及该区域中的哪个小三角形，然后就可以依此确定出相应的输出电压矢量。１４第二章单台三相逆变电源建模及其控制器设计②判断矿所在的区域因为６个扇区内的区域划分是相同的，所以可以根据参考矢量的角度将其旋转归一到第４扇区再进行区域判断。③计算区域内各矢量作用时间。 ④作用时间分段。 ⑤确定某一时刻的输出空间矢量。根据空间矢量的优化选择的原则，可以确定出每个扇区每个区域的矢量组，列出表格，确定出空间电压矢量作用顺序。⑥空间矢量转化为触发脉冲。ＳＶＰＷＭ实质也是一种载波方法，这也为仿真该系统提供了一种思路，ＳＶＰＷＭ方法也可以通过载波的方法来予以实现，因此实现这种方法的关键问题就是合成三电平空 间矢量ＳＶＰＷＭ的等效调制波。图２―６是ＳＶＰＷＭ三相逆变器仿真系统的框图。图２．６ ＳＶＰＷＭ三相逆变器仿真框图Ｆｉｇ．２―６ Ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ ｏｆＳＶＰＷＭｔｈｒｅｅ―ｐｈａｓｅ ｉｎｖｅｒｔｅｒ２．４三相逆变电源控制器的设计 由上面的三相逆变电源数学模型分析可知，在筇坐标系下单相逆变器的控制方法可以完全应用到三相逆变器中，但是由于ａ，ａ两轴的给定量都为正弦量查表计算使得控制计算相对复杂。而三相逆变器在ｄ－ｑ坐标系下给定量为直流量，方便计算。实际控制时在ｄ－ｑ坐标下计算，但是由于在ｄ－ｑ坐标系下各轴的电压电流量互相耦合，因此在控制 方法的实现上就稍微有别与单相逆变器。 逆变电源的最终目的是输出稳定且畸变较小的正弦电压，一般采用电压闭环反馈控 制【１９。２１１就可以达到比较理想的效果。对于三相逆变器基于同步旋转ｄ－ｑ坐标系的控制框图如图３．３所示，三相输出电压配、以、以经旋转变换后变换成正ｇ坐标系下的量玩、％，在同步旋转坐标系下分别对正ｇ轴作出调节。办ｇ轴控制器输出％、％，最后再经空间矢量算法得出三相逆变桥的驱动信号。 ｄ－ｑ轴下的调节原理可用电压空间矢量来解释如图２．７所示，设疗，为给定电压矢量，其在小ｇ轴分量为％、％；ｕ厂为实际输出电压矢量，其在办ｇ上的分量为％、％。从图２．８中可以看出由于扰动的作用，实际输出电压矢量Ｕ，并没有跟踪给定电压矢量，实际输出电压与给定电压矢量之间的矢量差为饥，该矢量就是扰动引起的偏差。如果江南大学硕十学位论文在控制系统中实现扰动玩，那么系统的实际输出霹变为西和玩的矢量和即Ｚ。图２．７三相逆变电源控制框图Ｆｉｇ．２－７ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｄｉａｇｒａｍ ｏｆ ｔｈｒｅｅ－ｐｈａｓｅ ｉｎｖｅｒｔｅｒ图２―８ ｄ－ｑ坐标下电压闭环空间矢量图ｃｏｏｒｄｉｎａｔｅｓ Ｆｉｇ．２－８ Ｄｉａｇｒａｍ ｏｆ ｓｐａｃｅ Ｖｅｃｔｏｒｓ ｆｏｒ ｃｌｏｓｅｄ－ｌｏｏｐ ｖｏｌｔａｇｅ ｕｎｄｅｒ ａ－ｑ在理想情况下逆变电源的动态特性主要决定于输出ＬＣ滤波器，因此可认为输出三相滤波器就是控制对象，但是电路中不理想的因素对逆变器的特性产生了不容忽视的影响 如变压器的漏感，系统线路阻抗滤波，电感电阻开关损耗死区等等。它们的存在对滤波 器的谐振频率阻尼程度都有所改变，因此控制对象的模型可等效为有一定阻尼的滤波器且电感值为滤波电感和变压器漏感之和，由于本系统是无隔离变压器的三相逆变电源系 统，因此电感值就为滤波电感值。 三相滤波器是一个多输入多输出的耦合系统，要直接对这样的对象进行分析是比１６第二章单台三相逆变电源建模及其控制器设计较困难复杂的。由于实际中所用到的三相滤波器都采用对称结构，各相滤波器的参数也是一致的，其中一相就反映了三相的特性。因此可取等效单相来分析输出滤波器等效模 型，如图２．９所示。该模型是二阶线性模型，其中不是负载扰动。空载时，可计算出控制 对象的传递函数：ＪＰ（ｓ）＝了了－÷＿１、７ｓ２￡Ｃ＋ｓ尼Ｃ＋ｌ（２．２３）、 。其中舶为线路阻抗，滤波电感电阻，开关损耗死区等的等效阻尼电阻。等效单相滤波电容Ｃ是三相滤波电容的３倍。图２－９等效单相滤波器模型Ｆｉｇ．２－９ Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ ｍｏｄｅｌ ｏｆ ｓｉｎｇｌｅ―ｐｈａｓｅ ｆｉｌｔｅｒｓ对于电压闭环控制系统而言，Ｍ参数的设计直接影响了系统的稳定性以及输出性能 的好坏，非常重要。因此下面将讲述如何设计闭环系统的数字ＰＩ控制器。 ２．４．１数字ＰＩ控制器的设计 由于三相标准正弦基波在ｄ－ｑ轴都是直流量，传统ＰＩ调节器不但响应快，对恒定 直流指令的跟踪的调节还可以达到无静差。当三相逆变电源的扰动为基波扰动时，如 线性负载，ＰＩ瞬时值控制ｆ２２。２３】可以快速抑制负载扰动引起的输出电压变化。 本系统将采用ｚ域设计法进行ＰＩ参数的整定。ＰＩ调节器连续域模型为：Ｇ（ｓ）＝ｋ口＋向／Ｓ（２．２４）其中Ｇ（ｓ）为控制器的输出与误差的传函，ｋ口为比例系数，ｔ为积分系数。ｓ域到ｚ域变换关系式为： ｓ＝ｚ／（ｚ一１） （２．２５）由上面两式可推得Ｇ（ｓ）的ｚ域模型为：（２．２６） 将单相逆变器模型离散化得到： （２．２７）弛）＝高ａｚＺ‘＋＋ ｂ则系统的闭环传递函数为：１７江南人学硕士学位论文Ｇ（ｚ）：垡型堕：―●竺生丝兰生一．、７（２．２８）、 ７１＋Ｄ（ｚ）尸（ｚ）（ｚ－Ｏ（ｚ２＋舷＋６）＋（ｋａｚ―ｋｐ）（ｃｚ＋ｄ）图２－１０离散域系统等效框图Ｆｉｇ．２－ｌ Ｏ Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ ｄｉａｇｒａｍ ｏｆ ｄｉｓｃｒｅｔｅ ｓｙｓｔｅｍ数字ＰＩ控制逆变器系统的特征方程为：孕㈣＝少＋（功十口一１）ｚｚ＋（盂∥一吃ｐ＋６一ｃ堀一Ｇｄ＋ｂ）经双线性变换，可得到矽（ｚ）的ｗ域特征方程： ①（ｗ）＝吃∥＋如∥＋ｂ，ｗ＋ｂｏ其中：（２．２９）（２．３０）Ｉ ６３＝（包一ｋｐ）（ｃ＋ｄ）＝ｋｉ（ｃ＋ｄ）ｂＥ＝２＋包（ｃＬｄ）＋七Ｐ（ｃ＋３ｄ）＋２ｂ＋２ａｌｂｌ＝４一乞（ｃ＋ｄ）＋ｋｐ（Ｃ一３ｄ）一４ｂ ｌ ｂｏ＝２＋（ｄ―ｃ）（屯＋ｋｐ）＋２ｂ一２ａ根据劳斯稳定判据可知，数字ＰＩ控制逆变器系统稳定条件为：５３＞０（２．３１）６２＞０ ６０＞０ 岛包一５０５３＞０（２－３２）、 ７在满足香农采样定理（采样周期Ｔ≤７／＂／ｗａ）条件下， 分析可知数字ＰＩ控制器的稳 定条件为：６１６２―６０６３＞０。 本系统设计取ＬＣ滤波器参数为Ｌ＝０．１ ６ｍＨ，Ｃ＝６０ｕＦ，１ Ｒｏ＝０．０５Ｑ。（２．３３）控制对象模型Ｐ（ｓ）２虿丽ｉ而了≯干页万孑丐石取采样时间Ｚ＝１×１０－４Ｓ，经零阶保持器离散后得到：（２．３４）尸（ｚ）：２：！鱼鱼！三±旦：！丝一．可计算出本系统ｋｐ，砖的稳定范围为：ｋｐ＜０．０６，向＜０．０３（２．３５）为了便于在ＭＡＴＬＡＢ中仿真，经过实验，选取尼ｐ＝０．０４，ｋｉ＝０．０１。系统动态响应 仿真如图２―１１所示，控制对象的空载幅频特性如图２．１２所示，数字ＰＩ控制器的Ｂｏｄｅ图如图２一１３所示。１８图２．１１系统动态响应性能Ｆｉｇ．２－１ ｌ Ｄｙｎａｍｉｃ ｒｅｓｐｏｎｄｉｎｇ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆ ｓｙｓｔｅｍ图２．１２控制对象的幅频特性Ｆｉｇ．２?１ ２ Ｂｏｄｅ ｄｉａｇｒａｍ ｏｆ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄｏｂｊｅｃｔ图２－１３数字ＰＩ控制器的波特图ｄｉａｇｒａｍ ｏｆ Ｄｉｇｉｔａｌ ＰＩ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ 仿真结果分析：对于单台三相逆变电源来说，采用单闭环电压反馈控制可以较好的Ｆｉｇ．２－１ ３ Ｂｏｄｅ控制逆变器输出电压波形，减少畸变，系统动态响应性能良好。２．４．２数字ＰＩ控制器的改进 在实际应用中，还需对ＰＩ控制器加以改进，以达到最佳控制效果。对ＰＩ调节来说， 当输入偏差值较大时，输出值会很大，可能会导致输出饱和。这不仅对开关管有比较大 的冲击而且会使系统不稳定，失去了ＰＩ调节的优势。因此需对ＰＩ控制器的输出进行限幅，即当‰＞Ｉ‰。Ｉ时，令Ｖｏ＝％。或ｖ０＝一‰戤。１９江南大学硕士学位论文在普通的ＰＩ数字控制器中引入积分环节的目的是为了消除静差和提高精度，但在过程的启动和结束或大幅度增减设定值时，短时间内系统的输出会有较大的偏差，并且会造成积分累积，使得计算出的控制量超过执行机构最大执行范围的极限控制量，最终 引起系统较大的超调，甚至引起系统的振荡。因此可以考虑引进积分分离的控制算法， 既保持了积分作用，又能减小超调量，很大程度上改善了控制性能。具体设计方法如下：①设定阀值孝＞０。②当偏差ＩＰ（后）Ｉ＞善时，也就是输入偏差较大时，可采取比例控制，可避免过大的超调，加快系统响应。此时令‰（七）＝Ｋ。ｅ（ｋ）。（２．３６）③当ＩＰ（尼）Ｉ≤孝时，也就是输入偏差较小时，可采取比例积分控制，可保证系统的精度。此时令‰（七）＝Ｋ，ＩＰ（七）－ｅ（ｋ－１）Ｉ＋Ｋ，ｅ（ｋ）＋ｕ（七一１）动的问题，并有效的改善波形质量。软件流程图见第五章。（２．３７）通过以上的改进，利用电压瞬时反馈ＰＩ控制可以很好的解决三相逆变电源基波扰２．５本章小结逆变电源性能设计的优劣将直接影响并联系统性能，所以将其单独列为一章来讨论。本章主要建立了三相逆变电源的数学模型，推导出了相应的公式，并重点研究了ＳＶＰＷＭ调制方式并设计了相应的仿真算法。在设计逆变电源控制器的时候，考虑到易 用性和实用性，在研究滤波器特性的基础上，提出了单电压闭环控制策略，采用改进的 数字ＰＩ调节，提高了输出电压的波形质量。第三章三相逆变电源并联运行分析及控制策略第三章三相逆变电源并联运行分析及控制策略３．１并联系统的工作原理及环流特性分析逆变电源的并联控制技术不同于直流电源的并联控制技术，虽然两者都是为了解决 并联模块间的均流问题。但是，逆变电源并联运行的控制要比直流电源的并联控制复杂 得多。这是因为逆变电源输出的是随时都在变化的正弦波，因此对于逆变电源的并联控 制，不但要考虑逆变输出电压的幅值相等，而且还要考虑输出电压的频率、相位的同步，而频率和相位是相互关联的，即要保证输出电压相位要时刻相同。如果并联模块的输出之间存在电压的矢量差，那么必然导致并联模块问存在环流，这对于并联系统而言是无益的，既造成了能量损耗，又有可能导致整个系统的不稳定。实现逆变电源的并联运行，其关键就在于并联的逆变电源模块共同均分负载电流（ＬｏａｄＳｈａｒｅ）１２４－２５Ｊ。一般可以认为当并联模块的输出电压幅值相等，频率相等和相位一致，电压差为零时，并联工作达到最理想状态。但是，在实际的逆变电源并联系统中， 由于电路参数的差异和负载的变化或由于控制系统的固有特性问题，各逆变电源模块间 的输出电压值往往不可能完全相等，这样势必存在一定的电压差，从而在系统内部形成环流，而环流对各逆变器的功率器件以及输出滤波器有一定的影响。因而，在逆变器并联运行系统中，必须分析和解决电压同步与均流控制问题。三相逆变电源并联主电路如图３．１所示，两个逆变电源并联等效电路如图３．２所示。图３．１三相逆变电源并联主电路图Ｆｉｇ．３－１ Ｍａｉｎ ｃｉｒｃｕｉｔ ｏｆｐａｒａｌｌｅｌ ｔｈｒｅｅ－ｐｈａｓｅ ｉｎｖｅｒｔｅｒｓ２１江南人学硕士学位论文Ｖ１图３－２并联逆变电源等效电路图Ｆｉｇ．３－２ Ｅｑｕｉｖａｌｅｎｔ ｃｉｒｃｕｉｔ ｏｆ ｐａｒａｌｌｅｌ ｉｎｖｅｒｔｅｒｓ图３．２中Ｋ，Ｋ分别为两个逆变电源模块输出ＰＷＭ波形的基波电压，厶，厶，Ｃｌ，Ｃ 分别为两个逆变电源的输出滤波电感和电容，Ｚ，为负载，五，Ｚ’分别为线路阻抗，为了简化分析两台逆变模块并联运行时的电流情况，可以先忽略线路阻抗的影响。 根据上图可以列出以下方程：Ｋ一厶瓯。＝Ｖｏ 匕一厶虬：＝Ｖｏｌｎ＋ｉＬ２２ Ｉｎ＋Ｉｃ２＋Ｉ Ｌ＋１２ｉＩ＂Ｊｒ－ｉ２：－＝Ｖ。ｏＺＬ‘Ｉ＝Ｖｏｃ，ｓＩＣ２＝ＶｏＣ２ｓ。解刀程组玎Ｊ以得到：五瓿Ｃ１ｓ＋等厶：Ｖｏ‘（３－２）Ｃ２ｓ＋乏尊。Ｌｓ（３．３）、 一设厶为两个逆变电源之间的环流，则有：厶＝五一之＝矿。（Ｃｌ―Ｃ２）ｓ＋警哇一芦１＋雨ＶＩ一万Ｖ２当厶＝厶，Ｃｌ－－ｑ时，式３．４可以简化为：（３．４）厶＝五一厶＝等（３．５）ｆｌ：ｌｘ－－℃３．５可以看出，当瑶和吃相位相同而幅值不相等时，输出电压高的逆变模块其 环流分量是感性的，输出电压低的模块其环流分量是容性的；当瑶和吃幅值相等而相位不相同时．相付招前的谫蛮横续茸环流分量为诈的有功分量．相付滞后的环流分量为饧第三章三相逆变电源并联运行分析及控制策略的有功分量；当珑和攻相位，幅值都不相同时，环流分量中既有有功分量，又有无功分量。当两台逆变电源并联运行时，各模块输出电流包含了两个部分，一部分为供给负载的电流Ｊ『，／２，另一部分为相互问的环流厶，而环流的相位及幅值由△ｕ和逆变器等效输出阻抗决定，与公共负载大小无关。环流的大小与相位形成了各逆变电源之间的输出功 率差异，这样承担较大输出功率的逆变电源有可能输出功率超过额定功率而烧毁，即使 不烧毁，长期处于这种功率不均分的情况下运行的并联系统，每台逆变电源的老化程度 将明显不同，从而造成整个并联系统使用寿命的缩短，这样就起不到并联冗余、提高可靠性的功能了。因而，必须对环流加以控制。３．２逆变电源并联系统的功率特性分析以两台逆变电源模块向同一负载供电为例进行分析，如图３．３所示，其中Ｘ为等效阻 抗，ＵｏＺＯ为并联电网电压。图３．３逆变电源并联简化电路Ｆｉｇ．３－３ Ｓｉｍｐｌｉｆｉｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔ ｏｆ ｐａｒａｌｌｅｌ ｉｎｖｅｒｔｅｒｓ逆变器ｌ供给负载的复功率为：Ｓ＝只＋／Ｑｌ＝Ｏｏ‘输出电流为：（３．６）上：竺』！竺！丝±』！！旦丝！二坠。（３．７）ｊＸ将式３．６带入式３．７，可得到： Ｓ：Ｕｏ［ＵＩ（ｃｏｓｃｐｌ＋ｊ．，ｓｉｎｌ９０Ｉ）－Ｕｏ．］’ｊＡ（３．８）由此可得到逆变器ｌ输出有功功率和无功功率分别为：日：孕ｓｉｎ仍 Ｘ１Ｑ＝华“（３．９）通常情况下一般逆变器输出电压玩和负载端电压Ｏｏ间的相位差很小，这时可认为ｓｉｎ仍≈仍，令Ｕ＝毛‰，则可得：江南大学硕十学位论文式蝙＝警为有蜘率融铲半为无功样瓶Ｑｏ＝等。同样令Ｕ２＝ｋ２Ｕｏ，则逆变器２的输出功率为：【Ｑ＝竽嘞ｕ―Ｑ’日≈攀仍：％仍 Ｘ”““（３．１０）Ｑ：挚≈％：％一Ｑ最≈警仍吨仍环流都将得到抑制和消刚２６七７。。ｏＪＤ由式３．１０和式３．１１可以看出逆变电源的输出有功功率主要取决于功率角仍和仍， 而输出无功功率则主要取决于输出电压幅值Ｕ和∽，因此，可以用改变逆变电源的输 出电压幅值来控制无功功率，由改变相位差来控制有功功率。环流中的有功环流和无功３．３并联逆变电源系统电压闭环特性分析：在逆变电源并联运行时，逆变电源的输出电压反馈取样点通常在输出端或负载两端，此时采样到的电压不再是单台逆变电源的输出电压，而是并联系统共同作用的结果， 这将导致各逆变电源输出电压的差别加大，其原因在于：在逆变电源并联运行时，由于各模块间输出特性间的差异而形成了一定的环流，而各逆变控制器把检测到的并联电网电压作为自己的输出电压，在电网电压较低时，控制器会误以为是本模块内输出电压过低而加大控制量，以提高逆变器输出电压，从而使逆变器与并联电网｜、日Ｊ的电压差进一步增大，而电网电压是多台电源共同作用的结果，进而形成各模块问输出电压的差别进一步加大，造成比丌环控制时大得多的环流。反之，在电网电压较高时，逆变电器也会发 生类似的误调节。 考虑到在样机并联时可能会出现上述状况，导致并联失败，因此在设计三相逆变电源输出电压控制器的时候必须要考虑到在并机时如何限制可能存在的过大环流。在参考了目前的相应文献【２８。２９１和解决方法后，可以考虑在逆变电源输出端串联限流电感，并作为一个均流反馈环节，这样可以比较好的解决环流过大的问题。为了验证上述的论断， 下面将对并联系统的电压闭环特性进行分析。 同样以单相逆变电源为例，两台逆变电源并联运行时的闭环模型如图３―４所示。其 中Ｇｌ，Ｇ２为各单台逆变电源的开环传递函数，Ｇ３，Ｇ４分别为输出电压和环流的综合传 输比。２４第三章三相逆变电源并联运行分析及控制策略图３－４并联逆变电源并联运行闭环模型Ｆｉｇ．３－４ Ｃｌｏｓｅｄ―ｌｏｏｐ ｍｏｄｅｌ ｏｆ ｐａｒａｌｌｅｌ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ ｏｆ ｉｎｖｅｒｔｅｒｓ假设并联前Ｕｌ＞Ｕ２，则各逆变电源的电压反馈调节过程为：④ ②Ｕｏ＜Ｕｌ一（ＵｒＩ－ｕｎ）＜Ｏ＿（Ｕｒｌ－Ｕｆｌ）ｔ―Ｕｌ下 Ｕ２＜Ｕｏ一÷（Ｕｒ２?Ｕｆ２）＞Ｏ一（Ｕｒ２－Ｕ１２）Ｊ，一Ｕ２ Ｊ，由①和②可以推得△Ｕ＝Ｕ１．Ｕ２下＿ＩＨｔ 这证明了当采用单电压闭环控制时，在并机时的确会使环流大大增加， 严重影响了 系统的正常运行，因此必须采取加限流环的方法来减小模块间的环流。在每台逆变电源的等效阻尼相同时，可得到：Ｐｕｏ＝―专｝（Ｕ＋％）＝Ｇ３（ＵＩ＋Ｕ２） 如＝÷（Ｖｌ一％）＝Ｇ４（Ｕ一％）二，（３．１２）（３．１３）在每台逆变电源调节特性相同时，有Ｇｌ＝Ｇ２＝Ｇ，Ｈｌ＝Ｈ２＝Ｈ。则可得到下列表达式：』ｕ＝Ｇ（ｑｌ一砜日） ｊ ｕ＋Ｕ２坠２（３．１４）、 ７【％＝Ｇ（Ｕｒ２一ＵｏⅣ）Ｇ（ｕｒｌ＋Ｕｒ２）一２ＧＵｏⅣＩＵ―Ｕ２＝Ｇ（ｑ。一Ｕ：）（３．１５）、 。由上述两式又可以得到：：垡ｇ１＋２ＧＧ３日 ＧＧ４（３．１６）硒１Ｈ：２ｕ?，ｕ：加入均流反馈环节‘３０‘３２１锄和砀后，并联系统闭环模型如图３－５所示。２５江南大学硕士学位论文图３－５带限流环的并联逆变电源闭环模型Ｆｉｇ．３－５ Ｃｌｏｓｅｄ―ｌｏｏｐ ｏｆｐａｒａｌｌｅｌ ｉｎｖｅｒｔｅｒｓ ｗｉｔｈ ｃｕｒｒｅｎｔ－ｌｉｍｉｔ ｆｅｅｄｂａｃｋ在ＧＩ＝Ｇ２＝Ｇ，Ｈｌ＝Ｈ２＝Ｈ，锄２砀的条件下有：｛箩２黑－－ＵｏＨ…－Ｇ伫－－Ｉ，ｎ：： ７１．３（ Ｕ） 【％＝Ｇ（Ｕ。一０日＋Ｇｌ如）将式（３．１６）代Ａ（３．１４）和（３．１５）可得：”７ＪＩ坠ＩＨ：ｇｇ１＋２ＧＧ３日（３．１８）、 。｛ｑ?●ｑ２―ｃＧ４【Ｕｌ―Ｕｒ２ｌ１＋２ＧＧ４Ｇｌ对比（３．１５）式和（３．１８）式，得出：卜志Ｕｏ＝Ｕｏ。Ｊ叻若使２ＧＧ４ ＧＪ＞＞１，则‘，“如。因此可以看出在加入环流抑制环节后，环流大大减小，而并联电网的电压特性并没有改变。抑制环流的较有效措施之一是在各交流并联电源的输出端串接限流电感。但限流电感在抑制环流的同时又由于其压降使得电源的特性变得非常软，稳压特性变差。合理解 决交流电源并联工作时的动态及静态指标间的矛盾，是并联技术中的一个重要问题。在选择限流电感的时候，不能过大，否则会影响并联系统的稳压精度，可以按ＺＬ＞＞ｗＬｌ４＞＞ＲＤ的原则来选择。第三章三相逆变电源并联运行分析及控制策略３．４三相逆变电源并联控制方案３．４．１基于功率均分的三相逆变电源并联控制 通过前面３．２节对逆变电源并联系统功率特性的分析，本文将采用基于有功和无功功 率均分【３３。３４１的方法来实现三相逆变电源系统的并联运行。全部的设计都在ｄ－ｑ旋转坐标 系下进行，因为在旋转坐标轴下都是对基频段进行控制，且有利于瞬时有功功率和无功功率的计算。在ｄ．ｑ旋转坐标系下的功率计算公式为：＼Ｐ＝Ｕ ｄＩ ｄ＋Ｕ ｑＩｑ１ Ｑ＝％‘一ＵｑＩｄ（３．２０）逆变电源模块并联控制系统工作时，ＤＳＰ对ｄ－ｑ旋转坐标系下的逆变电源模块的输出电压和电流进行瞬时采样，并计算出该模块的电压和电流有效值、有功功率和无功功率， 通过ＣＡＮ总线，发送出本模块的参数电压、电流、有功功率、无功功率、频率等；同时 获得其它模块的相应参数。这样可以方便地计算出所有并联逆变模块的有功功率均值和 无功功率均值。同时各逆变电源模块各自发出一个５０Ｈｚ的工频频率信号，发送到同步母线上进行综合，综合后的信号即为同步基准频率信号／，。各并联模块的有功功率与并 联模块的有功功率均值的误差信号经过ＰＩ控制，ＰＩ调节器的输出与同步基准频率，相加，用以调整本模块的频率，也就调整了本模块电压相位。这样就可以实现所有并联逆变模块输出的有功功率相等。本课题取ｆｒ＝５０Ｈｚ。同样的，本模块的无功功率与所有并联逆变模块的无功功率的平均值的误差信号， 也经过ＰＩ环节，并与基准电压Ｕ，相加，确定本模块的电压幅值，从而实现所有并联逆变 模块输出的无功功率相等。其中，当两个ＰＩ控制器的输出为０时，则完全由基准频率和 基准电压Ｕ，确定本模块的输出频率和电压幅值。系统并联框图如图３．６所示。图中Ｐｌ， ＰＮ，ＱＩ，ＱＮ为其他模块的有功功率和无功功率，ｎ，ｑ为本机的有功功率和无功功率。Ｃ ＡＮＡＣ Ⅱ ⅡＢ Ｕ Ｓ图３．６逆变电源并联控制框图Ｆｉｇ．３－６ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｄｉａｇｒａｍ ｏｆ ｐａｒａｌｌｅｌ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ本课题提出的并联控制方案可以说是真『Ｆ意义上的分散逻辑并联控制，但又不同于２７江南大学硕士学位论文一般的分散逻辑控制。ＣＡＮ总线的引入使得逆变模块之间基本不再需要信号互联线，在增加很少成本的情况下，很好的提高了系统的稳定性，实现了并联逆变电源系统的分布控制。３．４．２并联逆变电源系统同步的实现．一个完整的逆变电源系统由一定数量的逆变模块和静态开关组成，静态开关起着市电与逆变电之间的切换和保证市电与逆变电之间的同步关系。逆变模块并联的一个前提是各并联模块的输出电压的幅值，频率和相位必须保持一致，而要投入并联运行的模块，其频率厶与交流母线频率．石很可能不一致，因此任一逆变电源在并机之前都要对交流母 线电压进行频率和相位的跟踪；而投入逆变器频率应首先与母线电压频率相等，否则同 相无从谈起。锁相环设计准则是先调整．疋与．石一致，然后再调整相位，最终实现锁相和并机功能。因此，锁相环运行的好坏直接影响到逆变器并联系统的性能，设计能使各逆变器快速、平稳地跟随交流负载母线电压的锁相环至关重要。本课题将采用软件锁相环技术。 锁相环（ＰｈａｓｅＬｏｃｋｅｄＬｏｏｐ．ＰＬＬ）是一种相位自动跟踪系统，其作用是实现环路输出信号与输入信号无误差的频率跟踪。下面将阐述它的工作原理并在此基础上设计适用于本课题的软件锁相环。 锁相环主要由鉴相器（ＰＤ）、低通滤波器（ＬＰＦ）、压控振荡器（ＶＣＯ）组成。常见 结构如图３．１１所示。锁相环的工作过程是一个循环校正的过程，当Ｔ０，Ｔ之间有相位差 时，鉴相器输出与相位差大小成比例的脉冲作用在低通滤波器上，滤波后的电压使压控 振荡器的输出频率发生变化，直至两者相位差为零，达到同频同相为止。ＲＣ参数的选 择将影响锁相环的动态过程。Ｔｎ－甲一Ｉ：二ＩＲ 一”’ＬＰＦ ＶＣｏ＿Ｌ车ｃｌ图３－７锁相环原理Ｆｉｇ．３－７ Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ｏｆ ｐｈａｓｅ―ｌｏｃｋｅｄ ｌｏｏｐ一般在工程上常采用如图３．１７所示的方法产生标准正弦信号，这种方法采用的过零 比较在一个工频周期只能进行两次，动态性能较差。电压跌落发生时一般会造成三相系统的不平衡，使输入的电源电压信号中含有负序、零序和谐波分量，从而不易准确找出电压波形的过零点，锁相精度受到影响。 过零比燃 正艏号较 器 图３．８传统锁相参考正弦产生原理Ｆｉｇ．３―８ Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅ ｏｆ ｓｉｎｅ－ｗａｖｅ ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ ｆｏｒ ｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌ ＰＬＬ２８第三章三相逆变电源并联运行分析及控制策略本课题提出了通过软件锁相环的控制，可以在逆变电源并联运行过程中始终满足与 电网同步的要求。在旋转坐标系下，当ｄ－ｑ轴下的值保持恒定时，则逆变器输出的相位将会跟随电网相位。正常的电网电压波形经Ｐａｒｋ变换后的ｑ轴电压为零，从而只要将逆变电源ｄ轴的电压一直控制在零值，就可以达到软件锁相的效果。该方法在三相系统畸 变或不平衡情况下优势比较明显，因为它是在基频下进行锁相。为了达到动态效果并消 除误差，将引入Ｐｌ控制器。软件锁相控制结构如图３．１８所示。Ｈ―ｂ＋争懈％◆ｂｄＡＢＣ／『 ◆ ％ ◆砜 ｛／ｄｑｏ．｝Ｆｉｇ．３?９ Ｃｏｎｔｒｏｌ ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ ｏｆ ｓｏｆｔｗａｒｅ ＰＬＬ上图所示的线性化ＰＬＬ模型加入ＰＩ环节后，闭环的传递函数为：荆＝再２（瓣ｒｏ，ｓ＋ｃｏ，２（３．２１）式中吃＝厚芬去＝华阻尼系数孝取０．７０７，Ｋｅ＝１０００，Ｋ＝５０。３．４．３功率检测方案因为本文采用的是负载对称平衡的三相逆变电源，因此可以采用分析单相的方法，三相总功率为单相的３倍，因此有功和无功功率也同样的为单相的三倍。设输出电压‰＝Ｕｍ ｓｉｎ（ｃｏｔ），假设输出电流滞后于输出电压万／２角（感性负载下），则输出电流为：厶＝Ｉｍ ｓｉｎ（ｒｏｔ一倪）在Ｏ．万内对厶积分：（３．２２）Ｌ＝ｆＬ ｓｉｎ（ｒｏｔ―ａ）ｄｒｏｔ＝一Ｌ［ｃ。ｓ＠一口）－－ＣＯＳ口】当卢万／２时，有：（３．２３）Ｌｌ＝２／ｍ ｓｉｎ（ａ）当ｔ＝ｎ－时，有：（３．２４）Ｌ２＝２Ｉ．ｃｏｓ（ａ）（３．２５）‘２一Ｌ。＝２Ｌ ｓｉｎ（ａ）为所要检测的输出电流无功分量的２倍，厶：为有功分量的２倍。当电流的相位超前电压（容性负载），无功分量电流为负值。２９江南大学硕十学位论文因此在输出电压的相位为７／＂／２和万时，分别检测出ｔ。和‘：，就可以得到输出电流 的有功分量和无功分量，从而得到有功和无功功率。 功率检测电路如图３―１０所示。图３－１０功率检测电路Ｆｉｇ．３―１ ０ Ｃｉｒｃｕｉｔ ｏｆ ｐｏｗｅｒ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ３．５本章小结： ：本章建立了并联逆变电源系统的数学模型，并在此基础上详细的分析了并联系统的环流特性，功率特性和电压闭环特性。提出了一种利用ＣＡＮ总线通信，基于有功和无 功功率均分的并联控制方案，并设计了一种软件锁相环，用来跟踪锁定电网同步信号。３０第四章ＣＡＮ总线技术在并联逆变电源系统中的应用第四章ＣＡＮ总线技术在并联逆变电源系统中的应用４．１ＣＡＮ总线介绍ＣＡＮ总线是一种多主总线，通信介质可以是双绞线、同轴电缆或光导纤维。通信速 率可达１Ｍｂｐｓ。ＣＡＮ总线是一种串行数据通信协议。在ＣＡＮ总线通信接口中集成了ＣＡＮ 协议的物理层和数据链路层功能，可完成对通信数据的成帧处理，包括位填充、数据块 编码、ＣＲＣ循环检验、优先级判别等项工作。ＣＡＮ协议的一个最大特点是废除了传统的 站地址编码，而代之以对通信数据块进行编码。采用这种方法的优点是使网络内的节点 个数在理论上不受限制，数据块的标识码可由１１位或２９位二进制数组成，因此可以定义 ２１１或２２９各不同的数据块。这种按数据块编码的方式，可使不同的节点同时接收到相同的数据。４．１．１ＣＡＮ总线的主要特点①ＣＡＮ为多主方式工作，网络上任一行点均可在任意时刻主动地向网络上其他节点发送信息，而不分主从。②ＣＡＮ通信速率为５ｋｂｐｓ／１０ｋｍ，１ Ｍｂｐｓ／４０ｍ，传输介质为双绞线和光纤等。其总线 数值为两种互补逻辑数值之一：显性代表逻辑“０”或隐性代表逻辑“１”。显性状态对隐性状态有强制拉低功能。＠ＣＡＮ采用非破坏性总线优先级仲裁技术，当两个节点同时向网络上发信息时，优 先级低的节点主动停止发送数据，而优先级高的节点可不受影响地继续发送信息：按节 点类型分成不同的优先级，可以满足不同的实时要求。 ④ＣＡＮ采用循环校验ＣＲＣ（ＣｙｃｌｉｃＲｅｄｕｎｄａｎｃｙＣｈｅｃｋ）及其它检错措施，保证了极低的信息出错率，并且ＣＡＮ总线具有自动关闭功能，当节点错误严重的情况下，则自动切 断与总线的联系，这样可不影响总线正常工作。４．２ＣＡＮ总线技术简明研究ＣＡＮ总线的网络拓扑结构４．２．１ＣＡＮ总线的网络拓扑【３５１见图４―１。ＣＡＮ总线的ＣＡＮ―Ｈ和ＣＡＮ．Ｌ两端分别通过两个１２０Ｑ的电阻组成一个封闭式网络，各个网络节点分别连接在总线的两端，组成节点间的通讯网络。其中这两个终端电阻起屏蔽干扰的作用。量ｇ ２图４．１ ＣＡＮ总线网络拓扑图Ｆｉｇ．４－１ Ｔｏｐｏｌｏｇｙ ｄｉａｇｒａｍ ｏｆ ＣＡＮ ｂｕｓ江南大学硕十学位论文４．２．２ＣＡＮ总线网络架构ＣＡＮ总线网络架构的设计遵循了ＩＳＯ／ＯＳＩ参考模型，但在实际中只用到了参考模型 中的三层，其底层为物理层和数据链路层，其中数据链路层又分为逻辑链路控制子层 ＬＬＣ和媒体访问控制子层ＭＡＣ，物理层分为物理层信令（ＰＬＳ，Ｐｈｙｓｉｃａｌ 物理介质附件（ＰＭＡ，Ｐｈｙｓｉｃａｌ ＭｅｄｉｕｍＤｅｐｅｎｄｅｎｔ ＬａｙｅｒＳｉｇｎａｌｌｉｎｇ）、Ａｔｔａｃｈｍｅｎｔ）与介质相关接口（ＭＤＩ，ＭｅｄｉｕｍＩｎｔｅｒｆａｃｅ）－－＂部分。ＣＡＮ总线在高层只有应用层。ＬＬＣ层的功能是接受滤波、超载通知、恢复管理；ＭＡＣ层的功能是数据封装／拆装、帧编码、介质访问管理、错误检测、出错标定、应答、串／并转换。物理层的功能为位编码／译码、位定时、同步、（驱 动器／接收器特性）。４．２．３通信机制分析和通信方式选择 ＣＡＮ总线采取了一种基于（ＣＳＭＡ／ＣＤ．ＣＲ）［３６－３７Ｊ的通信机制，ＣＳＭＡ（ＣａｒｄｅｒＳｅｎｓｅＭｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）表示每个节点在发送报文ｆｊｉ『都必须侦听总线一段时间。如果总线空闲， 所有节点都可以向总线发送报文。ＣＤ（Ｃｏｌｌｉｓｉｏｎ Ｄｅｔｅｃｔ）表示如果有两个或两个以上的 节点同时发送，就会产生总线冲突。ＣＲ贝ＪＪ表示冲突解决方案，也就是ＣＡＮ总线特有的 非破坏性总线仲裁法。ＣＡＮ总线是按位对标识符进行仲裁；各发送节点在向总线发送电 平的同时，也对总线上的电平进行读取，并与自身发送的电平进行比较，如果电平相同则继续发送下一位，不同则说明网络上有更高优先级的信息帧正在发送，即停止发送，退出总线竞争。剩余的节点则继续上述过程，直到总线上只剩下一个节点发送的电平，总线竞争结束，优先级最高的节点获得了总线的使用权，继续发送信息帧的剩余部分直至全部发送完毕。图４．２解释了这种仲裁机制的原理。ＵＳ图４－２非破环性仲裁机制Ｆｉｇ．４－２ Ｎｏｎ?ｄｅｓｔｒｕｃｔｉｖｅ ａｒｂｉｔｒａｔｉｏｎ在图４．２中，当Ａ，Ｂ，Ｃ三个节点同时发送消息标识符的时候，仲裁机制起了作用， 由于在图中所示虚线区域内，Ｂ和Ｃ与总线电平不一致，因此失去了总线控制权，转而 从发送状念变为接收状态。当多个节点同时发出消息标识符时，最终必有一个节点发出的消息自始至终地占据总线，实现其消息传送而不需重发的过程。由于ＣＡＮ总线面向的是数据而不是节点，因此加入或撤销节点设备自然都不会影响网络的工作。这样的方法 十分适用于控制系统要求快速、可靠、简明的特点，当然这对实现三相逆变电源并联系统的冗余也是非常适合的。本课题将采用多主式通信方式来实现信息的点对点传输。当ＣＡＮ总线在这种通信方３２第四章ＣＡＮ总线技术在并联逆变电源系统中的应用式下工作时，网络上任一节点均可在任意时刻主动向网络上其他节点发送信息，而不分 主从。为避免总线冲突，ＣＡＮ总线采用非破坏性总线仲裁技术，根据需要将各个节点设 定为不同的优先级，并以标志符（ＩＤ）标定，其值越小，优先级越高，在发生冲突的时候， 低优先级的节点会主动停止发送，从而解决了总线冲突的问题。这种通信方式与主从通信方式相比，不依靠网络中的主调度节点来安排通信活动，不容易引起瓶颈现象（主调度节点出现故障），提高了系统的可靠性，可以真正的实现逆变电源并联系统的Ｎ＋Ｉ冗余。４．３ＣＡＮ总线的硬件设计ＣＡＮ控制器的选择４．３．１ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７Ａ的片上ＣＡＮ控制器模块是一个１６位的外设模块，该模块完全支持ＣＡＮ２．０Ｂ协议，６个邮箱（其中０、１用于接收；４、５用于发送；２、３可配置为接收或发送）每次可以传送Ｏ～８个字节的数据，具有可编程的局部接收屏蔽、位传输速率、中断方案和总线唤醒事件、超强的错误诊断、自动错误重发和远程请求回应、支持自测试模式等功能，因此本文选择该ＤＳＰ芯片作为ＣＡＮ总线的控制器。４．３．２：ＣＡＮ总线收发器选择：由于ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７Ａ ＤＳＰ完全支持ＣＡＮ２．０协议标准，因此可以选择ＴＩ公司配套的ＳＮ６５ＨＶＤ２３０总线收发器【３８】作为ＣＡＮ控制器和物理总线的接口，提供对总线的差动发送和接收能力。该收发器具有差分收发能力，最高速率可达１ Ｍｂ／ｓ，完全兼容ＩＳ０１１８９８标准，具有高输入阻抗，允许连接１２０个节点，广泛用于汽车、工业自动化、ＵＰＳ控制等领域。ＳＮ６５ＨＶＤ２３０引脚图如图４―３所示，引脚功能见表４．１。图４－３ＳＮ６５ＨＶＤ２３０引脚图Ｆｉｇ．４－３ Ｆｏｏｔｐｒｉｎｔ ｏｆ ＳＮ６５ＨＶＤ２３０ＳＮ６５ＨＶＤ２３０的飚引脚可以选择三种工作模式：高速，斜率控制，待机。在逆变电源系统中，为了通过限制ＣＡＮＨ和ＣＡＮＬ的上升下降时间来进一步减少ＥＭＩ，选用了斜率控制模式。这时只需在黜引脚与地之间加一电阻，斜率的大小与黜上的输出电流成正比。硬件连接图如图４．４所示。江南大学硕士学位论文 表４．１ ＳＮ６５ＨＶＤ２３０引脚功能Ｔａｂｌｅ．４―１ Ｆｕｎｃｔｉｏｎａｌ ｄｅｓｃｒｉｐｔｉｏｎ ｏｆｆｏｏｔｐｒｉｎｔ引脚编号１ ２ ３ ４ ５ ６ ７ ８引脚名称Ｄ ＧＮＤ Ｖｃｃ Ｒ ＶＲＥＦ ＣＡＮＬ ＣＡＮＨ Ｒｓ引脚功能 发送器数据输入 接地 提供３．３Ｖ电压 接收器数据输出 参考输出电压 ＣＡＮ低电压Ｉ／ｏ ＣＡＮ高电压Ｉ／Ｏ 斜率电阻输入ＣＡＮｌ．ｘＤ ＧＮＤＲｓ ＣＡＮＨ１２００ｒ（二］一ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７Ａ １３．乳一ｒｒ―一ＶｃｃＳＮ６５ＨＶＤ２３０ ＣＡＮＬＶＲＥＦｌＲＣＡＮＲ）（：图４．４ＣＡＮ接口硬件连接图Ｆｉｇ．４－４ Ｃｏｎｎｅｃｔｉｏｎ ｄｉａｇｒａｍ ｏｆ ＣＡＮ’Ｓ ｉｎｔｅｒｆａｃｅ４．４ＣＡＮ总线在并联逆变电源系统中的应用ＣＡＮ的通信模块是独立于其它模块单独工作的，通过ＣＡＮ总线管理进行多单元通信工作。各并联运行的单元之间，采用数据包的方式进行通信。数据包中包含有一个数据 包标志及若干个数据块。每个数据中又包含了参与并联单元的标识号、输出电流值，输 出电压值等信息。通信模块就是负责管理数据包的发送和接收工作，它是独立工作的。 并机模块计算出本机的输出电感电流、输出电压和功率值后，把它们放在缓冲区内，并 通知通信模块发送信号，当通信模块收到并机模块的发送信号后，等到数据包到达本机 后，本机状态加入数据包中并发送出去，同时也向并机的其他单元发送有效数据包信号。 并机单元收到通信模块发送来的信号后就到缓冲区中取走数据。 单台逆变电源通信的功能主要是将本节点的数据信息传送给ＣＡＮ通信网络上的其 它逆变模块，以及接收网络上其它模块传送来的信息。ＣＡＮ总线通信软件的软件设计【３９】主要包括三大部分：ＣＡＮ节点初始化、信息的发送和信息的接收。设计时将ＣＡＮ初始化，发送信息设计为子程序，发送信息采用查询方式，接收信息采用中断方式。４．４．１ＣＡＮ控制器的初始化在使用ＣＡＮ控制器前必须对ＤＳＰ的一些内部寄存器进行设置，如位定时器的设置及对邮箱进行初始化。第四章ＣＡＮ总线技术在并联逆变电源系统中的应用位定时器主要由ＢＣＲＩ和ＢＣＲ２两个寄存器组成。配置位定时器也就是设置这两个 寄存器。ＢＣＲＩ和ＢＣＲ２寄存器决定了ＣＡＮ控制器的通信波特率、同步跳转宽度、采样 次数和重同步方式。对位定时器的配置步骤如下： ①设置ＭＣＲ寄存器中的改变配置请求位为１，即ＣＣＲ＝ｌ； ②判ＧＳＲ寄存器中的改变配置使能位是否为ｌ，即ＣＣＥ是否为１，如ＣＣＥ为１，则进入下一步；③设置ＢＣＲｌ和ＢＣＲ２寄存器，配置正确的波特率，同步跳转宽度，采样次数和 重同步方式；在本系统中根据实际情况配置波特率为１Ｍｂｐｓ，相应的设置ＢＣＲｌ的值为００２３ｈ，ＢＣＲ２的值为０００３ｈ。④清ＭＣＲ寄存器中的改变配置请求位为Ｏ，即ＣＣＩＰ０； ⑤判ＧＳＲ寄存器中的改变配置使能位是否为０，即ＣＣＥ是否为０，如ＣＣＥ为Ｏ，则进入下一步；⑥配置完成进入下一步。 位定时器初始化流程图如图４．５所示。类似上面的方法可以完成对邮箱初始化的工作。邮箱初始化流程图如图４―６所示。通过初始化位定时器和邮箱就完成了ＣＡＮ控制器的初始化，只要满足一定的条件，相应的邮箱就能进行正常的发送和接收了。邮箱使能偷ＭＥｎ＝０◆数据域改变请求位ＣＤＲ＝ｌ◆配置邮箱的标示符，控制和数据区◆ｌ进入正常工作模式ＣＤＲ＝０◆ｌ 邮箱使能位ＭＥｎ＝１图４．５位定时器初始化流程图Ｆｉｇ．４－５ Ｆｌｏｗ ｃｈａｒｔ ｏｆ Ｂｉｔ―ｔｉｍｉｎｇ ｉｎｉｔｉａｌｉｚａｔｉｏｎ图４－６邮箱初始化流程图Ｆｉｇ．４－６ Ｆｌｏｗ ｃｈａｒｔ ｏｆｍａｉｌｂｏｘｉｎｉｔｉａｌｉｚａｔｉｏｎ４．４．２发送信息程序设计 在本课题中，设置邮箱４为发送数据的邮箱。流程图如图４．７所示。江南大学硕士学位论文初始化发送邮箱 ＭＥｎ＝０配置４邮箱为发送邮箱 ＭＥ４＝ｌ设置发送请求位ＴＲＳ＝ＩＹＴａｎ＝ｌａｎ＝ｌ或ＭｌＦ＝ｉＺ位发送心答位ｊ 发送中断标志化图４―７信息发送流程图Ｆｉｇ．４―７ Ｆｌｏｗ ｃｈａｒｔ ｏｆ ｍｅｓｓａｇｅ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ４．４．３接收中断子程序设计将邮箱１配置为接受邮箱，当ＣＡＮ控制器接收到信息后向处理器发出中断响应信 号，处理器在中断程序中将接收到的信息读入，再根据信息来控制逆变电源的动作。接：收子程序比发送子程序要复杂一些，因为在处理接收信息时除了数据中断或远程中断外 还可能是诸如总线脱离、错误报警、接收溢出等错误中断，故要对其进行判断，如果不 是错误中断，就接受；否则进行相应的错误处理，如设置报警等。流程图如图４－８所示。图４．８接收中断子程序Ｆｉｇ．４－８ Ｒｅｃｅｉｖｉｎｇ ｉｎｔｅｒｒｕｐｔ ｓｕｂｐｒｏｇｒａｍ３６第四章ＣＡＮ总线技术在并联逆变电源系统中的应用４．４．４并联逆变电源系统的Ｃ▲Ｎ网络结构 通过前面几个小节对ＣＡＮ总线的介绍，ＣＡＮ总线在组网和通信功能上的优点决定 了它在许多领域有广泛的应用前景１３９。，因此将ＣＡＮ总线与并联逆变电源技术结合起来， 无疑将在很大程度上促进并联系统的智能化管理和实现更好的均流控制策略。图４．９为 并联逆变电源的ＣＡＮ网络结构，从图上可以更直观清晰的了解并联系统的组网过程。图４．９并联逆变电源系统的ＣＡＮ网络结构：Ｆｉｇ．４－９ Ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ ｏｆ ＣＡＮ ｎｅｔｗｏｒｋ ｆｏｒ ｐａｒａｌｌｅｌ ｓｙｓｔｅｍ：因为逆变电源输出的电流电压和功率值均为模拟信号，所以在搭建ＣＡＮ总线时， 需要用Ａ／Ｄ转换模块将它们转为数字信号，才能作为数据包发送。Ｄ／Ａ模块是将从ＣＡＮ 总线上接受到的数据转换为模拟信号并对参与并联的逆变电源做出控制，从而达到均流 的目的。开关测量模块用于测量故障报警信号、逆变电源丌关状态信息等开关量。接受的结果为Ｏ或１。ＣＡＮ总线的网络流量计数模块主要用于监控ＣＡＮ网络的信息发送和接受过程，确保信息传输和接受的完整性。ＣＡＮ总线上述几个模块的功能均在ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７Ａ上实现。表４．２为ＣＡＮ总线上数据的具体设置。 表４－２ＣＡＮ总线数据设置Ｔａｂｌｅ．４―２ Ｓｅｔｕｐ ｏｆ ｄａｔａｏｎＣＡＮ ｂｕｓ测量ｏｏ 电压００调整１０控制０１ 启 动００状态１ 丌 始１１１电流０１功率１０输出电 压幅值Ｏ调节 相位ｌ停 止０ｌ才窭不止１０工 作 正 常００过 载Ｏｌ报 罄ｌＯ去 除１１幅 值０相 位１幄 值０频 蛊１有 功 功 窒０无 功 功 室１上 升Ｏ下 降１上 升０下 降１――３７江南人学硕士学位论文４．５本章小结本章介绍了ＣＡＮ总线的网络拓扑和通信协议，分析了ＣＡＮ总线的仲裁机制。采用了多主的通信方式，并设计了相应的ＣＡＮ总线硬件接口电路，并针对逆变电源并联系统设计了ＣＡＮ总线信息发送和接受程序。在本章的最后，给出了具体的组网方案和 数据包的设置。３８第五章基－／－．ＤＳＰ的逆变电源软硬件实现第五章基于ＤＳＰ的逆变电源软硬件实现５．１控制系统总体设计三相逆变电源并联系统的控制系统整体设计框图如图５．１所示：图５一ｌ系统整体控制设计框图Ｆｉｇ．５―１ Ｔｈｅ ｗｈｏｌｅ ｓｔｒｕｃｔｕｒｅ ｏｆ ｓｙｓｔｅｍ ｃｏｎｔｒｏｌ ｄｅｓｉｇｎ５．１．１ＤＳＰ及ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７介绍数字信号处理作为信号和信息处理的一个分支学科，己经在科学研究、技术开发、工业生产、国防和国民经济的各个领域得到了广泛的应用，并取得了丰硕的成果。数字 信号处理系统具有灵活性好，精度高，可靠性好，可大规模集成等优点。发展到今天，大致可按照三种不同的分类方式来归类【４０Ｊ： ①根据ＤＳＰ芯片的工作时钟和指令类型分类，分为静态ＤＳＰ芯片（指在某时钟频率范围内的任何时钟频率上，ＤＳＰ芯片都能正常工作，除计算速度有变化外，没有性能的下降）与一致性ＤＳＰ芯片（指两种或两种以上的ＤＳＰ芯片，它们的指令集和相应的 机器代码和管脚结构相互兼容）。 ②按数据格式分为定点ＤＳＰ芯片（数据以定点格式工作）与浮点ＤＳＰ芯片（数据以浮点格式工作，不同浮点ＤＳＰ芯片所采用的浮点格式不完全一样）。③按用途分为通用ＤＳＰ芯片与专用ＤＳＰ芯片。ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７Ａ（ＤＳＰ２４０７Ａ）是美国ＴＩ公司推出的新型高性能１６位定点数字信号处理器，它专门为数字控制设计，集ＤＳＰ的高速信号处理能力及适用于控制的优化 外围电路于一体，在数字控制系统中得以广泛应用。主要特性如下： ①ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７Ａ的ＣＰＵ是基于ＴＭＳ３２０Ｃ２ＸＸ的１６位定点低功耗内核。它采３９江南人学硕士学位论文用高性能静态ＣＭＯＳ技术，使得供电电压降为３．３Ｖ，减少了控制器的损耗；３０ＭＩＰＳ的 执行速度使得指令周期缩短到３３ｎｓ，从而提高了控制器的实时控制能力。体系结构采用 四级流水线技术加快程序的执行，可在一个处理周期内完成乘法、加法和移位运算。②片内有高达３２Ｋｘｌ６位的Ｆｌａｓｈ程序存储器；高达１．５Ｋ字×１６位的数据／程序＆ｗ；５４４字节双端口ＲＡＭ（ＤＡＲＡＭ）；２Ｋ字的单口ＲＡＭ（ＳＡＲＡＭ）。③两个事件管理器模块ＥＶＡ和ＥＶＢ，每个包括：两个１６位通用定时器；８个１６ 位的脉宽调制（ＰＷＭ）通道。 ④可扩展的外部存储器总共具有１９２Ｋ的空间，分别为６４Ｋ字程序存储器空间、６４Ｋ字的数据存储空间和６４Ｋ字的Ｉ／Ｏ寻址空间。⑤肴门狗定时器与实时中断定时器。均为８位增量计数器，前者用于监控系统软件和硬件工作，在ＣＰＵ出错时产生复位信号；后者用于产生周期性的中断请求。⑥ｌＯ位ＡＤＣ转换器，其特性为：最小转换时间为５００ｎｓ，８个或１６个多路复用的输入通道，采集时间和转换时间分开，提高了采样率和输入阻抗，并且支持自动顺序采 样，不需ＣＰＵ干预。＠ＣＡＮ总线控制器可以为控制器、传感器、激励源以及其它节点提供良好的通讯， 特别适用于工业现场和汽车等强噪声和恶劣的环境中。 ⑧串行通信接口：（ＳＣＩ）和１６位的串行外围接口模块（ＳＰＩ）。：⑨锁相环电路（ＰＬＬ）和等待状态发生器。前者用于实现时钟选项；后者可通过软件编程产生用于用户需要的等待周期，以配合外围低速器件的使用。⑩高达４０个可单独编程或复用的通用输入／输出引脚（ＧＰＩｏ）；５个外部中断（两个驱动保护、复位和两个可屏蔽中断）。５．１．２系统控制框架由系统框图５．１可以看出，本系统采用ＴＭＳ３２０ＬＦ２４０７Ａ为控制核心，主要由采样电路，保护电路，键盘显示，驱动电路等外设电路组成。图５．２为基于ＤＳＰ２４０７的控制框架图。．１檠霖老墨卜 加 酬谍 １采样电路ｒ ．１黎黜藩卜 串刮通信接口 １检测电路ｒ ．｛蠢藉麓豢卜 加ｌ／ｏ 刮ＥＥＰＲ。Ｍ ｌ功率榆测电路卜＿◆ 叫控裂掣路ＳＰＩＡ／ＤＣＡＮＤＳＰ２４０７Ａ～Ｄ～ｏｌ蒜魏鬣降ＰＤＰＩＮＴＡｌ等保护电路广叫ＳＶＰｗＭＰＤＰＩＮＴＢ＝互爿驱动电路ｏｎ图５．２基于ＤＳＰ的系统框架图Ｆｉｇ．５―２ Ｆｒａｍｅｗｏｒｋ ｏｆ ｓｙｓｔｅｍ ｂａｓｅｄ４０ＤＳＰ第五章基丁ＤＳＰ的逆变电源软硬件实现控制方案由ＤＳＰ程序实现，程序包括三相逆变器的数字控制，Ａ，Ｄ采样子程序， ＳＶＰＷＭ发生子程序，ＣＡＮ控制器的设置程序。 系统保护由硬件软件共同实现。当保护发生时，硬件电路给逆变封锁脉冲命令；同 时，中断口ＸＩＮＴＩ发生中断，进行软件保护，并读取保护类型，用于进一步处理。键 盘和显示器连接在ＤＳＰ的ＳＰＩ口，用于设定参数，显示设定值，从而实现人机对话。通讯}